Глава 2

1) Входная битовая последовательность а

2) Нечетные биты, , растянутые во времени вдвое ai

О Г 27 ЗГ 4Г 5Г 6Г 7Г 87 9Г 10 1 0,1 0:0:0 . 1 I 1 I О :

3) Четные биты, i

растянутые j

во времени вдвое ~

ао 1

4) Модулирующий

сигнал (нечетные биты) bi=ai sin(7tt/2T)

5) Модулирующий сигнал (четные биты) bQ=aQ cos(7tt/2T)

37t/2

6) Начальная jj

фаза -

модулированного q сигнала Фн(1) -/2

Рис. 2.49. Временные диаграммы сигналов в методе MSK

Принщшы поспроения и технические проблемы

Второй и третий графики дают соответственно последовательности нечетных а; и четных ад бит входной последовательности, причем длительность каждого бита увеличена вдвое в сторону запаздывания, т.е. каждый бит «растянут» во времени до 2-битового символа, и для удобства последующих рассуждений принято, что последовательности а; и ад принимают значения 4-1 и -1 (значение -1 соответствует значению О исходной последовательности а).

В результате для каждого битового интервала длительностью Г расположенные одно над другим значения а; и ад дают как раз ту пару четного и нечетного бит, которые являются аргументами закона модуляции (табл. 2.12).

Четвертый и пятый графики рис. 2.49 показывают форму модулирующих сигналов двух квадратурных каналов Ь; и Ьд, получаемых как произведения функций Э; и соответственно на квадратурные низкочастотные сигналы sin(nf/2r) и cos(nf/2r). Обратим внимание на скачкообразные изменения фазы этих сигналов на я в моменты изменений знаков а,, Эд .

Окончательный модулированный сигнал согласно первой части выражения (2.1) получается как результат перемножения модулирующих сигналов квадратурных каналов с соответствующими несущими sin(raot ) и cos(roof ) и суммирования полученных произведений. Описанный принцип построения модулятора MSK поясняется блок-схемой рис. 2.50 (пока без учета первого блока - гаус-совского фильтра G). Подчеркнем, что эта схема также служит лишь для иллюстрации принципа работы модулятора. Сочетание рис. 2.49 и 2.50 вместе с сопутствующими им комментариями являются и обещанным ранее пояснением, почему метод MSK можно интерпретировать как метод OQPSK с синусоидальными модулирующими импульсами.

Из приведенных выше аналитических выражений непосредственно следует, что начальная фаза фн модулированного сигнала в методе MSK описывается линейно-ломаной кривой (график 6 на рис.2.49), т.е. зависимость фн(0 является непрерывной, но не гладкой. Добавление гауссовского фильтра, т.е. фильтра низких частот с амплитудно-частотной характеристикой в форме гауссовской кривой (блок G на рис.2.50), приводит к сглаживанию кривой ф„(0 в точках излома. Ширина полосы S фильтра поуровню 3 дБ выбирается равной

т.е. произведение

S = 0,3F,

ВТ = 0,3 ,

гдеТ и F, как и ранее, - соответственно период и частота битовой Модулирующей последовательности.

S\n(nT/Zt) cos Шо co5(nT/2t) sin

Модулированный сигнал s(t)

Входная битовая последовательность а

Рис. 2.50. Блок-схема модулятора OMSK

Поскольку в стандарте GSM F = 270,833 кГц, полоса гаус-совского фильтра равна S = 81,3 кГц.

Введение гауссовского фильтра приводит к сужению главного лепестка и снижению боковых лепестков спектра на выходе модулятора, чем обеспечивается допустимый уровень помех по смежным частотным каналам.

В заключение раздела отметим, что методы модуляции л/4 DQPSK и GMSK оказываются сопоставимыми по частоте битовой ошибки (BER) [161], хотя первый из них обеспечивает несколько более высокую эффективность использования полосы частот в расчете на 1 бит передаваемой информации (последняя строка в табл. 2.10). Упомянем также, что метод модуляции ж/4 DQPSK используется в японском цифровом стандарте сотовой связи PDC, а метод GMSK - в стандарте DECT беспроводного телефона, но при 67=0,5.

2.4.5. Борьба с влиянием многолучевого распространения

2.4.5.1. Многолучевое распространение и его проявления

Мы уже отмечали ранее (разд. 2.4.1), что используемые в сотовой связи дециметровые радиоволны слабо огибают препятствия, т.е. распространяются в основном по прямой, но испытывают многочисленные отражения от окружающих объектов и подстилающей поверхности. Одним из следствий такого многолучевого распространения является более быстрое, чем в свободном пространстве, убывание интенсивности принимаемого сигнала с расстоянием. Другое следствие - замирания и искажения результирующего сигнала. Именно эти эффекты мы и рассмотрим несколько подробнее.

Картина многолучевого распространения схематически иллюстрируется рис. 2.51. Фактически область существенных отражений ограничивается обычно сравнительно небольшим участком в окрестности подвижной станции - порядка нескольких сотен длин волн, т.е. порядка нескольких десятков или сотен метров. При движении подвижной станции эта область перемещается вместе с ней таким образом, что подвижная станция все время остается вблизи центра области. При сложении нескольких сигналов, прошедших по разным путям и имеющих в точке приема в общем случае различные фазы, результирующий сигнал может быть как несколько выше среднего уровня, так и заметно ниже, причем провалы, или замирания сигнала, образующиеся при взаимной компенсации сигналов вследствие неблагоприятного сочетания их фаз и амплитуд, могут быть достаточно глубокими. Искажения результирующего сигнала, или межсимвольная интерференция, имеет место в том случае, когда более или менее синфазные составляющие сигналы с соизмеримыми амплитудами настолько отличаются по разности хода, что символы одного сигнала «налезают» на соседние символы другого.

Колебания уровня (замирания) принимаемого сигнала практически всегда имеют две составляющие - быструю и медленную. Быстрые замирания, являющиеся прямым следствием многолучевого распространения, описываются релеевским законом распределения, и потому их иногда называют релеевскими замираниями. Диапазон изменений уровня сигнала при быстрых замираниях может достигать 40 дБ, из которых примерно 10 дБ - превышение над, средним уровнем и 30 дБ - провалы ниже среднего уровня, причем более глубокие провалы встречаются реже, чем менее глубокие. При неподвижном абонентском аппарате интенсивность принимаемого сигнала, естественно, не меняется. При перемещении подвижной станции периодичность флуктуации в пространстве составляет около полуволны, т.е. порядка 10... 15 см в линейной мере. Период флуктуации во времени зависит от ско-

Рис. 2.51. Схема многолучевого распространения в условиях плотной городской застройки

рости перемещения подвижной станции: например, при скорости 50 км/ч период флуктуации составляет около 10 мс, а при 100 км/ч - около 5 мс. Частота замираний глубиной 30... 10 дБ при скорости порядка 50 км/ч составляет 5...50 провалов в секунду соответственно, а средняя длительность замираний ниже уровня 30... 10 дБ при той же скорости - порядка 0,2...2 мс [133, 140].

Медленные замирания обусловлены изменением условий затенения при перемещении подвижной станции и подчиняются логарифмически нормальному закону распределения. Интенсивность медленных флуктуации не превышает 5... 10 дБ, а их периодичность соответствует перемещению подвижной станции на десятки метров. Фактически медленные замирания представляют собой изменение среднего уровня сигнала при перемещении подвижной станции, на которые накладываются быстрые замирания вследствие многолучевого распространения.

Основную неприятность при сотовой связи составляют быстрые замирания, поскольку они бывают достаточно глубокими, и при этом отношение сигнал/шум падает настолько сильно, что полезная информация может существенно искажаться шумами, вплоть до полной ее потери. Для борьбы с быстрыми замираниями используются два основных метода:

- разнесенный прием, т.е. одновременное использование двух или более приемных антенн;

- работа с расширением спектра - использование скачков по частоте, а также метода CDMA.

Межсимвольная интерференция, как мы уже упоминали выше, может иметь место при значительных разностях хода между различными лучами в условиях многолучевого распространения. Практически разности хода в городских условиях могут достигать единиц микросекунд. В методе CDMA, при использовании широкополосных сигналов и рейк-приемников, наиболее сильные сигналы выравниваются по задержке и после этого складываются, так что проблема межсимвольной интерференции в значительной мере снимается. В относительно узкополосных системах сотовой связи, использующих метод TDMA, для борьбы с межсимвольными искажениями применяются эквалайзеры - адаптивные фильтры, устанавливаемые в приемном тракте цифровой обработки сигналов, которые позволяют в некоторой степени компенсировать межсимвольные искажения. Наконец, для борьбы с последствиями многолучевого распространения, а именно для устранения ошибок, обусловленных как замираниями сигналов, так и межсимвольной интерференцией, используется помехоустойчивое канальное кодирование: блочное и сверточное кодирование, а также перемежение. С канальном кодировании и методе CDMA речь уже шла ранее. В последующих разделах мы обсудим применение разнесенного приема, скачков по частоте и эквалайзеров.

2.4.5,2. Разнесенный прием

Идея разнесенного приема (английский термин diversity reception, или просто diversity - разнесение) как меры борьбы с быстрыми замираниями заключается в совместном использовании нескольких сигналов, различающихся (разнесенных) по какому-либо параметру или координате, причем разнесение должно выбираться таким образом, чтобы вероятность одновременных замираний всех используемых сигналов была много меньше, чем какого-либо, одного из них. Иными словами, эффективность разнесенного приема тем выше, чем менее коррелированы замирания в составляющих сигналах. Кроме того, важны техническая реализуемость и простота используемого метода.

В принципе возможны как минимум пять вариантов разнесенного приема [140]:

- с разнесением во времени (time diversity); при этом используются сигналы, сдвинутые во времени один относительно другого; этот метод сравнительно легко реализуем лишь в цифровой форме, и улучшение качества приема разменивается на пропускную способность канала связи;

- с разнесением по частоте (frequency diversity); при этом ч используются сигналы, передаваемые на нескольких