Глава 2

Принцишл построения и технические проблемы

2.4.4.5. Модуляция

Модулятор является последним элементом передающего тракта (рис. 2.6) и, строго говоря, не выполняет никаких операций собственно цифровой обработки сигналов. Его задача состоит в. переносе информации цифрового сигнала с выхода кодера канала; на несущую частоту, т.е. в модуляции сверхвысокочастотной (СВЧ) несущей низкочастотным (НЧ) цифровым видеосигналом. Модулированный СВЧ сигнал с выхода модулятора через антенный коммутатор поступает на антенну и излучается в эфир, чтобы быть затем принятым антенной станции-получателя информации. Соответственно демодулятор - первый элемент приемного тракгга, и его за-: дача заключается в выделении из принятого модулированного pa-i диосигнапа информационного видеосигнала, который подвергает- ся цифровой обработке в последующей части приемного тракта.

Как известно, существуют три основных вида модуляции: это амплитудная модуляция - AM (английский термин Amplitude Modulation - AM), частотная модуляция - ЧМ (Frequency Modulation - FM) и фазовая модуляция - ФМ (Phase Modulation - РМ). Между \тем в цифровой сотовой связи фигурируют такие названия, как квадратурная фазовая манипуляция (Quadrature Phase Shift Keying ~ QPSK), минимальная манипуляция (Minimum Shift Keying - MSK) и т.п. Ha самом деле это не что иное, как разновидности фазовой или частотной модуляции, предназначенные для передачи дискретных (цифровых) сигналов, и английский термин shift l<eying, переводимый обычно как манипуляция, в буквальном переводе означает переключение сдвигом или переключение скачком, т.е. дискретное переключение. Дискретная модуляция (модуляция дискретными сигналами) имеет свою специфику и во многом отлича-,ется от более привычной для многих радиоинженеров модуляции непрерывными сигналами. В применении к цифровой сотовой связи в качестве обязательных требований для используемых методов модуляции обычно указывают высокую спектральную эффективность, низкий уровень помех по смежным частотным каналам, низкую частоту битовой ошибки (Bit Error Rate - BER), экономичность (эффективность использования энергии источника питания, что особенно актуально для подвижной станции), простоту реализации. Мы не будем, однако, ни систематически излагать принципы дискретной модуляции и сравнительные характеристики различных методов, ни приводить обоснования по выбору методов для практического применения, а рассмотрим сразу конкретные методы модуляции, используемые в стандартах D-AMPS и GSM, с минимально необходимыми пояснениями.

В стандарте D-AMPS используется дифференциальная квадратурная фазовая манипуляция со сдвигом п/4 (п/А Differential Quadrature Phase Shift Keying - 7i/4 DQPSK). По сути это - дискретная фазовая модуляция, с основным дискретом коммутации

фазы 7t/2 (как при обычной квадратурной фазовой манипуляции), но с дополнительным сдвигом по фазе на п/4 при переходе от символа к символу входной модулирующей последовательности импульсов. Слово дифференциальная в названии метода означает, что очередное изменение фазы отсчитывается не по отношению к фазе некоторого опорного сигнала, а по отношению к фазе предыдущего дискрета.

При объяснении метода п/4 DQPSK часто предварительно описывают методы бинарной фазовой манипуляции (Binary Pliase Shift Keying - BPSK), т.е. фазовой манипуляции с дискретом п, и квадратурной фазовой манипуляции (Quadrature Phase Shift Keying - QPSK) - фазовой манипуляции с дискретом п/2, а также метод квадратурной фазовой манипуляции со смещением (Offset Quadrature Phase Shift Keying - OQPSK). Ограничимся приведенным выше перечислением названий и перейдем непосредственно к методу п/4 DQPSK.

В этом методе все импульсы входной информационной последовательности bf модулятора разбиваются на пары - на 2-битовые символы, и при переходе от символа к символу начальная фаза СВЧ сигнала изменяется на величину Дф, которая определяется битами символа в соответствии с алгоритмом, приведенным в табл. 2.11.

Таблица 2.11. Закон фазовой манипуляции метода х/А DQPSK

Фазовая диаграмма, соответствующая этому методу, представлена на рис. 2.47. Кружочками обозначены дискретные значения, которые может принимать фаза несущей, отсчитываемая от некоторого начального значения. Стрелками указаны возможные переходы между разрешенными значениями фазы. Оси координат соответствуют синфазной (Inphase - I) и квадратурной (Quadrature ~ О) составляющим сигнала. Эта фазовая диаграмма состоит фактически из двух диаграмм обычной квадратурной фазовой манипу- . ляции: фазовые состояния одной из них помечены значком Ф, а

-ч±>

Рис.2.47. Фазовая диаграмма (фазовое созвездие - phase constellation), соответствующая методу я/4 DQPSK

другой - значком ®, и диаграммы сдвинуты одна относительно другой на угол ж/4. При переходе от одного символа к другому происходит изменение фазы от одного из состояний первой диаграммы к одному из состояний второй, а при переходе к следующему символу - возврат к предыдущей диаграмме, хотя скорее всего не к прежнему фазовому состоянию. Результирующий выходной сигнал модулятора (без учета сравнительно тонких эффектов, типа ограниченности полосы пропускания частотно-селективных элементов тракта) может быть представлен в виде

S(t)COS((Oot + <Pk) ,

где (00 - несущая частота, fjf = ipk-i + 9>к ~ начальная фаза на м тервале к-го символа.

Описанному выше модулятору ж/4 DQPSK соответствует блок-схема, приведенная на рис. 2.48. Пожалуй, единственное пояснение, которое может быть сделано к этой схеме, относится к работе блока дифференциального кодирования фазы. Последний осуществляет формирование амплитуд ii, Qi квадратурных составляющих очередного дискрета (символа) модулированного сигнала в соответствии с алгоритмом

= cos (pif = cos(+ Atpif) = cos cos Aif - sinsin Aip = cos[A(p(X,YJ] -Q sin[A<p(X,YJ] ,

-sini = sin(y + Aif) = sinojj,,cosApif +cos<o ,s/n-d = 0;,., cos/Aip(X,Y)] +1 sin[A<p(X,)] ,

где приращение фазы Дф определяется табл. 2.11. Выполнение вычислений упрощается тем, что каждая из величин созДф, 51пДф, с> Ок может принимать в соответствии с рис. 2.47 лишь одно из пяти дискретных значений : О, ±V2/2, ±1. Сумма модулированных квадратурных составляющих дает окончательный выходной сигнал:

lifCOGObt+ianabt = coS(f:)fCOS(t+sing]fsin%t = oos((qt+%) = s(t).

Заметим, что приведенная схема - лишь иллюстрация принципа работы модулятора, а вариантов ее практической реализации, как говорят, существует по меньшей мере столько же, сколько радиоинженеров на свете.

В стандарте GSM используется гауссовская манипуляция с минимальным сдвигом (Gaussian Minimum Shift Keying - OMSK). Этот метод представляет собой частотную манипуляцию, при которой несущая частота дискретно - через интервалы времени, кратные периоду Г битовой модулирующей последовательности, - принимает значения

(и = (р- F/4 h = fo + F/4,

где fo - центральная частота используемого частотного канала, а F = 1/Г - частота битовой последовательности. Разнос частот М = fg - fn- F/2 - минимально возможный, при котором обеспечивается ортогональность колебаний частот fH и f на интервале Г длительности одного бита; при этом за время Т между колебаниями частот и fg набегает разность фаз, равная ж. Таким образом, термин "минимальный сдвиг" в названии метода Модуляции относится, в указанном выше смысле, к сдвигу частоты. Поскольку модулирующая частота в этом случае равна F/2, а Девиация частоты F/4, индекс частотной модуляции составляет т = (F/4)/(F/2) = 0,5.

Входная битовая последовав тельность

Преобразователь последовательности Ьк в две параллельные последовательности Хк, Yk

COS Oct

Дифферен-циальный кодер фазы

Модули-рованный ( + )-► сигнал

s(t)

-sin ©of

Рис. 2.48. Блок-схема модулятора п/4 DQPSK

Термин «гауссовская» в названии метода модуляции соответствует дополнительной фильтрации модулирующей битовой последовательности относительно узкополосным гауссовским фильтром; именно эта дополнительная фильтрация отличает метод GMSK от метода MSK (Minimum Shift Keying - манипуляция с минимальным сдвигом).

Метод MSK иногда рассматривают как метод квадратурной фазовой манипуляции со смещением (OQPSK), но с заменой прямоугольных модулирующих импульсов длительности 2Г полуволновыми отрезками синусоид или косинусоид. Ниже мы поясним, в чем заключаются основания для такой интерпретации. Рассмотрим сначала метод MSK, а потом отметим, к каким отличиям приводит дополнительная гауссовская фильтрация.

В методе MSK входная последовательность битовых импульсов модулятора разбивается на две последовательности, состоящие соответственно из нечетных и четных импульсов, и модулированный сигнал (выходной сигнал модулятора) на протяжении очередного п-го бита определяется выражением, зависящим от состояния текущего п-го и предшествующего (п - 1)-го бита:

s(t) = ±oos(nt / 2Т)cos Wot ± sirint /2T)aneoQt = ±oos(<Oat±ji/2T). (n-VTtnT.

(2.1)

Здесь ©о - 2?tfo - центральная частота канала, а выбор знаков «плюс» или «минус» перед соответствующими членами выражения определяется алгоритмом, приведенным в табл. 2.12.

Таблица 2.12. Закон модуляции метода MSK

Подчеркнем, что два бита, используемые в качестве аргументов закона модуляции (два первых столбца в табл. 2.11), выбираются с учетом того, какой бит является текущим: если текущий бит четный, то вторым битом пары является предшествующий ек.у нечетный; если же текущий бит нечетный, то второй бит пары -предшествующий ему четный.

Из выражения (2.1) следует, что текущая фаза модулированного сигнала

(p(t) = wot±nt/2T, т.е. набег фазы на интервале Т одного бита

А<р=±п/2,

а мгновенная частота, как производная от фазы

ю(и = dMt)]/dt = 0)0 +я /27 = 2n(fo±F/4) ,

т.е. мгновенная частота принимает одно из двух значений - или н. постоянное на протяжении бита, что и указано в последнем столбце табл. 2.12.

Таким образом, изменение знака начальной фазы во второй части выражения (2.1) означает переход от f„ к fg или обратно. Изменение же общего знака выражения (2.1), эквивалентное изменению начальной фазы на я, позволяет сохранить непрерывность фазы при изменении частоты.

Приведем еще одно пояснение метода MSK, которое, возможно, будет более наглядным, для чего обратимся к рис.2.49. На первом графике рис.2.49 представлен пример входной битовой последовательности а модулятора.