• Входное сопротивление транзистора в схеме ОЭ, работающего в режиме насыщения, определится нз (2.17) как

(2.31)

Сопротивление /?вх.нас «идеального» транзистора в р раз меньше сопротивления /?вх.а, определяемого выражением (2.21), и составляет единицы ом. Следовательно, с учетом объемного сопротивления базы и коэффициента т цепь базы -представл°яет последовательно включенный резистор Гб и источник ЭДС (рис. 2.3, б), величина которого определяется соотношением

г/бэ-иас= б9 + тфт1п(/б„ас б). (2.32)

Определим напряжение на промежутке коллектор-эмиттер. Из уравнений Эберса-Молла следует, что

t/,3=.mcp.ln Нв+(-«>-)/к+4боИкбо- (2.33)

Учитывая соотношение (2.11) и пренебрегая слагаемыми /эбо в /кбо. запишем

При/к=О остаточное напряжение K9.oct==m?rIn(l/a,). (2.35)

Это соотношение используется для экспериментального определения инверсного коэффициента передачи тока эмиттера.

Пример 2.3. Напряжение t/кэ. ост для интегрального тран.чистора, являющегося дрейфовым и имеющего аг=0,1-=-0,2 (см. [4]), равно 60-40 мВ.

Для диффузионного транзистора при аг = 0,3-е-0,7 получпм t/„a oct=30-j-ч-10 мВ.

Наличие остаточного напряжения на промежутке коллектор - эмиттер - важнейшая особенность биполярных транзисторов.

Для определения крутизны кривой /к=/(/кэ) при заданном токе базы найдем динамическое сопротивление гкэ промежутка коллектор-эмиттер при /к=0,5 Р/б нас"

гкэ = dUJdl 4тТг/1/б„ас (1 + + Щ ~ 4/«Уг/(/б„асР), (2.36)

где /б нас - реальный ток базы насыщенного транзистора, а не на границе насыщения.

Последнее приближение в (2.36) справедливо только для интегральных (дрейфовых) транзисторов; для диффузионных транзисторов необходимо использовдть первое приближение в (2.36).

Для упрощения анализа схем с насыщенными транзисторами принимают, что гкэ1 вычисленное по (2.36), постоянно и не зависит от тока коллектора. В этом случае в качестве остаточного напряжения [Укэ на промежутке коллектор-эмиттер берут значение этого напряжения, отсеченное касательной к кривой /к=/(С/кв) от оси [/кэ в точке /к=0,5р/Бнас, при токе базы, равном реально действующему току/внас- В этом случае (см. [4])

[/кэост=ОТ<р7-

(2.37)

Р/ Р+(1+Р/)

Очевидно, что [/кэ.ост, вычисленное по (2.37), всегда больше, чем [/кэ .ост, вычисленное по (2.35).

Учитывая объемные сопротивления базы и коллектора, а также то, что падение напряжения на объемном сопротивлении базы входит в выражение для [/«э с разными знакам в [/бэ и [/кс, т. е. колйпенсируется, можно представить эквивалентную схему цепи коллектора насыщенного транзистора как последовательное включение источника ЭДС, равного [/кэ.ост, сопротивления гкэ . вычист ленного по (2.36) и не зависимого от токов объемного сопротивления Гк (рис. 2.3, б).

Типовое значение гк для интегральных транзисторов, используемых в схемах дифровых элементов,, равно 5-10 Ом. Данная эквивалентная схема цепи коллектора насыщенного транзистора четко отражает тот факт, что Uk3 вас увеличивается при увеличении /j и уменьшается при увеличении /g.

В ряде случаев при ориентировочных расчетах можно заменить цепь базу насыщенного транзистора источником ЭДС U вэ нас = +<3,7 В н цепь коллектора-источником ЭДС LKSHac = -f (0,1-=-0.3) В.

Режим отсечки. При работе в этом режиме оба перехода транзистора смещены в обратном направлении. Если потенциалы на переходах транзистора по модулю значительно превышают температурный потенциал фг, то из (2.8) - (2.11), пренебрегая экспонентами, получим:

/э = -/эБо </кБо. т. е. IsO; (2.38)

/к=/кбо !~" ~/кБо; • (2.39)

I - аа/

WizLtWl:z(2.40)

1 - аа/

Таким образом, в режиме отсечки цепи базы и коллектора представляют собой генераторы тока /кбо, причем ток втекает в коллектор и вытекает из базы, а ток эмиттера равен нулю (рис. 2.3, г). Границей режима отсечки является обратное напряжение на переходе база-эмиттер, при котором g =0. Это напряжение обозначают [/отс и называют напряжением Отсечки. Из (2.8) следует

oTc=-m?rln(l+P). (2.41)

при напряжениях t/ бэ UoTc транзистор работает в режиме отсечки, а при напряжениях [/бэ>отс - в активном режиме при малых токах, поэтому принципиально неправильно вводить понятие «напряжение отсечки» на прямой ветви вольт-амперной характеристики базоэмиттерного перехода. При анализестатического режима схем цифровых элементов нужно четко представлять себе характер зависимостей токов коллектора, эмиттера и базы от напряжения на эмиттерном переходе вблизи t/oTc при обратном смещении коллекторного перехода. Эти зависимости приведены на рис. 2.4. Кривые на рисунке отражают качественные изменения токов, так как построены без соблюдения реальных соотношений между токами.

Инверсный активный

Режим отсечки

Ампийный режим при малых шках

Рис. 2.4. Графики зависимости /к. и fs от иБЭ при обратном смещении коллекторного перехода

режим. При работе в этом режиме коллекторный переход сме- щеп в прямом направлении, а эмиттерный - в обратном.

Входная характеристика в инверсном, активном режиме - зависимость тока базы от напряжения на переходе база - коллектор при заданном напряжении эмиттера. ,

Выходная характеристика в инверсном активном режиме - зависимость тока эмиттера /э от напряжения на промежутке эмиттер - коллектор t/эк при заданном токе базы.

Инверсный режим работы транзистора имеет место в ТТЛ-элементах и будет рассмотрен при анализе последних в § 3.1.

Пример 2.4. На рис. 2.5, б приведены выходные характеристики транзистора в схеме ОЭ при двух значениях тока, базы, двух способах задания тока базы - от идеального генератора тока (i?p =оо) и от генератора с конечным выходным сопротивлевием г, с учетом и без учета паразитного диода коллектор-подложка. Считается, что подложка заземлена (в общем случае опа подключается к точке с наименьшим потенциалом). При построении характеристик учитывается объемное сопротивление тела коллектора. Для удобства построения графиков принято: р=10; Pi=0,25; гк=50 Ом; Rr =1 кОм.

Проанализируем выходные характеристики. Прежде всего, воспользовавшись Эквивалентной схемой цепи базы (см, рис, 22, с), определим напряжение U