отдаваемое в последнее время предпочтение ламповым выходным усилителям мощности звуковой частоты для звуковоспроизведения высокой верности трудно понять, исходя из объективного их сравнения с транзисторными умзч. ведь по всем измеряемым характеристикам современный умзч на транзисторах существенно превосходит ламповый. на наш взгляд, измеряемыми обычно нелинейными искажениями (ни) не исчерпываются те искажения, которые определяют качество звуковоспроизведения. в самых совершенных конструкциях транзисторных умзч уровень ни доведен пракгически до слухового порога и даже ниже, поэтому сомнительно, что их можно воспринимать на слух, тем более в условиях маскировки полезным сигналом. дело, по-видимому, в том, что обычно измеряют ни в установившемся режиме, когда переходный процесс после подачи на вход испытываемого усилителя измерительного сигнала уже завершен как на входе, так и на выходе усилителя, а в замкнутой петле общей отрицательной обратной связи (оос) установился стационарный колебательный процесс, отвечающий с большей или меньшей точностью поступающему на вход сигналу.

очевидно, что нелинейность усилителя проявляется гораздо сильнее во время переходного процесса (длительность которого за счет задержки сигнала в цепи оос может быть значительной), особенно на его начальном этапе, когда действие оос наименее эффективно (из-за упомянутой задержки). в отличие от динамических искажений, приводящих к перегрузке входного каскада на протяжении всей длительности неблагоприятного по параметрам входного сигнала - рассматриваемые переходные ни имеются даже тогда, когда отсугствуют динамические, но только пока переходный процесс не закончен. а если учесть, что реальные звуковые программы очень далеки от стационарности и на самом деле вызывают

в умзч почти непрерывный переходный процесс, то при воспроизведении таких программ ни могут намного превышать измеренные обычными методами в одном и том же экземпляре усилителя.

вследствие малой длительности переходного процесса по сравнению с временем лабораторных измерений они пока "ускользают" от экспериментального изучения (для этого требуется разработка специальных методов) и в то же время легко воспринимаются на слух на протяжении звучания всей фонограммы. с этой точки зрения становится понятным преимущество ламповых усилителей: хотя измеряемый уровень ни у них больше (это относится только к стационарному режиму), в реальных условиях лампы как гораздо более линейные приборы обеспечивают меньшие ни, чем транзисторы (хотя, конечно, большие, чем те же лампы в стационарном режиме), что и обусловливает лучшее звучание ламповых усилителей.

однако очевидны такие недостатки ламповых усилителей, как неудобства в эксплуатации, громоздкость и большая масса, значительная потребляемая мощность при сравнительно низких кпд и выходной мощности. в этой связи выглядело бы заманчивым создание транзисторного усилителя с реальным уровнем ни не хуже, чем у лампового. последнее означает, что измеряемый по обычным методикам уровень ни такого усилителя должен быть снижен на один-два порядка (!) по сравнению с лучшими образцами (можно и больше), чтобы ни в нестационарном режиме имели приемлемую величину.

однако применяемые сейчас методы линеаризации транзисторных усилителей, по-видимому, себя уже исчерпали и не позволят достичь требуемого коэффициента ни (q=0,0001 ...0,00001 %). поэтому была поставлена задача изучить возможность получения такого рекордно низкого уровня собственных ни транзисторного умзч, не останавливаясь перед сложностью схемотехнических решений, а затем и решить, оправдан ли такой подход, приносит ли он выигрыш по качеству звучания по сравнению с существующими схемами.

представляемая в настоящей работе конструкция адресована в первую очередь самым взыскательным ценителям высококачественного звуковоспроизведения. она разработана на основе изложенного в [1] принципа, который является усовершенствованием известного метода снижения искажений, описанного в [2].

на рис.1 изображена блок-схема двухкаскадного усилителя с передаточной функцией первого каскада к1 и второго к2, передаточной функцией b цепи общей оос, охватывающей весь усилитель, и передаточной функцией g цепи местной положительной обратной связи (мпос),

СверхлинейныиУМЗЧклассаНдИ-Еп(1на транзисторах

охватывающей первый каскад. Результирующая передаточная функция такого устройства описывается выражением

К=К1К2/(1-7К1+рК1К2). (1)

Если установить усиление в петле МПОС 7КЫ, то окажется, что в отличие от усилителя с одной ООС, у которого К = К1К2/(1+ рК1К2) и только приближенно К=1/р (при рК1К2»1), передаточная функция данного усилителя будет точно равна При этом глубина ООС должно быть больше глубины МПОС, т.е. рК1К2>уК1, что является необходимым (но недостаточным) условием устойчивости. Таким образом, при уК1=1 подавляются все искажения, которые возникают во втором каскаде и причиной которых является непостоянство его передаточной функции (поскольку К=1/р и не зависит от К2).

Однако абсолютно полное подавление искажений возможно только при идеальном первом каскаде. Реально же ему присущи как нелинейные, так и частотные искажения, приводящие к отклонению передаточной функции К1 от оптимального значения. Кроме того, оно изменяется из-за колебаний питающих напряжений, температурного дрейфа и изменения со временем параметров деталей.

Проблемой является и обеспечение совместной устойчивости такой сложной системы при совместном действии ООС и ПОС (второе условие устойчивости), так как введение ПОС уменьшает запас устойчивости исходной системы [2]. С другой стороны, желательно (для получения

Вход

К1 1 К2

Выход -о

Вход

Выход

71 Вход

.й1 721

.0(2 Выход

наибольшей линейности), чтобы глубина как ПОС, так и ООС была постоянной в рабочем диапазоне частот, т.е. чтобы первый полюс АЧХ системы с разомкнутыми обратными связями находился на частоте f>20...30 кГц, и частота среза в петле ПОС была также не меньше. Между тем выполнить последние требования и одновременно обеспечить надежный запас устойчивости вовсе не просто, а отступление от них значительно снижает эффективность метода. Видимо, поэтому автору неизвестны примеры использования описанного принципа подавления искажений для целей высококачественного звуковоспроизведения.

Принципиальным недостатком устройства, показанного на рис.1, является, как показывает анализ, то, что петля МПОС включена последовательно в цепь ООС. Значительно улучшить работу устройства можно путем параллельного подключения петли МПОС к петле ООС, т.е. подключив вход второго каскада не к выходу первого каскада (точка 2 рис.1), а к его входу (точка 1).

Блок-схема устройства, предложенного в [1], показана на рис.2. Важнейшим преимуществом такого устройства является меньший фазовый сдвиг, вносимый в петлю ООС элементами схемы МПОС (от входа устройства до входа второго каскада). Это понятно из сравнения рис.2 с рис.1, так как очевидно, что фаза сигнала в точке 2 отстает от фазы в точке 1 (рис.1) на фазовый сдвиг, вносимый первым каскадом (и этот сдвиг может быть весьма существенным на частотах 0,2...1 МГц и выше, в области которых должно обеспечиваться устойчивость устройства).

Данное преимущество является решающим для применения этого метода компенсации искажений в высококачественных УМЗЧ, так как вносимые при его использовании минимальные фазовые сдвиги позволяют получить достаточный запас устойчивости и тем самым обеспечить надежную работу усилителя с МПОС.

Достоинством устройства, показанного на рис.2, является также возможность более независимого (хотя независимость эта относительная, поскольку петли по-прежнему взаимодействуют между собой) и оптимального выбора параметров петель МПОС и ООС в соответствии с их функциональным назначением, которое существенно различно. Эта большая независимость видна из выражения для передаточной функции усовершенствованной системы

К = К2/(1-7К1+рК2), (2)

которое, в отличие от (1), не содержит смешанных произведений передаточных функций элементов, относящихся к различным петлям. Такое разделение невозможно в устройстве, показанном на рис.1, где первый каскад является общей частью петель МПОС и ООС, вследствие чего его параметры определяют одновременно и свойства ООС, и свойства ПОС. Требования к этим параметрам во многом противоречивы, что также затрудняет решение задачи максимального подавления искажений.

а •л

п см

13 о

I I

- t

& - -

[D flO г-

if>