ной модуляции осуществляется с помощью балансного модулятора (рис. 5-21). Балансный модулятор состоит из двух модуляторов, соединенных так,что напряжение несущей частоты

Резонансная нриВая частотного фи/гьтра

частота

Рис. .5-22. Отфильтровьшание боковой полосы дляю.пучения однопо лосного сигнала.

а - использование избирательного фильтра для получения однополосного сигнала; 6 - применение многократной модуляции и отфильтровывай ия для получения однополосиого сигнала на высокой

частоте.

подается на вход каждого нз них в одинаковой фазе, а напряжение модулирующих частот вводится в иих противофазно. На выходе обоих модуляторов в общей для них нагрузке напряжение равно:

Ui = cos + -н- cos (со + Q) < +

+ со5(ш- Q)t;

(5-34)

и, = cos + -f cos [(ш + Q)t + 7z] + Uo

-f cos [(« ~Q)t~ k{. (5-35)

Результирующее напряжение на выходе балансного модулятора

н = «j " "2 = Uq cos (ш -- Q) г -Ь

4-62 cos (ю - Q)t. (.5-36)

При строго сбалансированной схеме, когда напряжение от каждого плеча одинаковы, происходит полное подавление несущей частоты. На выходе схемы имеют место только напряжения боковых частот m + Q и (Я - Q, В качестве нелинейных элементов, изображенных на рис. 5-21, обычно используются диоды.

5-46. Получение однополосного сигнала. Имеется два способа исключения неиспользуемой боковой полосы для получения однополосного

сигнала. Наиболее часто используется способ отфильтровывания верхней или нижней боковой полосы у сигнала с подавленной несущей. Это показано на рис. 5-22, а. Однако в большинстве случаев отношение самой низкой частоты модуляции к несущей частоте сто.дь мало, что одна боковая полоса не может быть отделена от другой с помощью фильтра. Например, на несущей 1 Мгц фильтра ие смогут разделить боковые полосы, отстоящие друг от друга на 100 гц. В этом случае поступают следугощим образом. Первоначально осуществляют балансную модуляцию несущей, частота которой невысокая. Тогда отношение модулирующей частоты к несущей достаточно велико для того, чтобы легко отфильтровать одну из боковых полос. Затем выделенной боковой полосой модулируют другую несущую более высокой частоты. Новые боковые цо-.юсы будут значительно разнесены и их легко отфильтровать. Этот процесс повторяют несколько раз, пока не повысят частоты сигнала до рабочей частоты радиопередатчика. Частота местного гетеродина, восстанавливающего несущую в приемнике, подбирается такой, чтобы получить при демодуляции первоначальный сигнал. Описанная система выделения одной боковой полосы поясняется рис. 5-22, б. Она применяется в однополосиых многоканальных системах телефонных передач, когда необходимо максимальное уплотнение каналов для передачи по одному коаксиальному кабелю.

Наиболее удовлетворительная фильтрация получается с помощью электромеханических фильтров. Этн фильтры обладают чрезвычайно острой избирательностью. Например, на 250 кгц при полосе пропускания 3,2 кгц па уровне --3 дб избирательность характеризуется затуханием в 40-60 дб для частот, отстоящих на 600 гц от границ полосы пропускания, для которых принято затухание 3 дб.

МоЗулирую-щиа сигнал

/Несущая Ц,

Однополос-ный сигнал

Рнс. 5-23. Блок-схема однополосного модулятора с фазовым дискриминатором. 1.2 - 90-градусный фазовращатель; 3. 4 - балансный модулятор.

Подавление несущей боковой по.досы возможно также с помощью фазового дискриминатора (см. рис. 5-23). Напряжения несущей частоты и модулирующего сигнала в одном балансном модуляторе сдвинуты по фазе на 90°

5-51

Фазовая и частотная модуляция

относительно напряжений несущей частоты и модулирующего сигнала в другом балансном модуляторе. Выходные напряжения обоих модуляторов выражаются уравнениями (5-37) и (5-38), если имеет место опережение по фазе на 90°,

«1 = cos

у COS

«,= -COs(a> + Q)-f

-f COS (a

Q)t.

(5-37)

(5-38)

Результирующее выходное напряжение модулятора

«BHX"l+"2=2COS(a> -Q)t. (5-39)

При сдвиге фаз --90° происходит подавление верхних боковых полос. Наоборот, нижние боковые полосы могут быть подавлены при сдвиге фаз -90°. Все частотные составляющие модулирующего сигнала также должны быть смещены по фазе на + 90° или -90° в соответствии с фазой колебаний несущей частоты. Для этого применяется широкополосный фильтр (см.§ 17-3), дающий сдвиг фаз 90° для всех интересующих нас частот. Если некоторые фазовые искажения при мо,чуляции допустимы, то допускается иметь фазовый сдвиг, не точно равный 90°. Модулирующий сигнал может подводиться к каждому модулятору по отдельным цепям, но так, чтобы фазовый сдвиг сигнала иа балансных модуляторах составлял 90°.

Ограничением при практическом использовании этого типа однополосного модулятора являются требуемые высокие точности фазового сдвига и постоянства амплитуды для получения необходимого подавления одной боковой полосы. Неравенство амплитуде 1 дб и фазовая ошибка в Гснижают1юдавление нежелательных составляющих до 40дб. Для уменьшения взаимных влияний между каналами подавление неиспользуемой боковой должно быть не меньше 40 дб.

В рассмотренных методах однополосной модуляции сигнал получают на низких уровнях мощности. Поэтому требуется усиление мощности. Для этого используются высокочастотные усилители класса В. Хотя спектр однополосного сигнала идентичен спектру модулирующего сигнала, однако каждая частотная составляющая однополосного сигнала является высокочастотной. В результате мгновенная амплитуда огибающей не сохраняет модулирующий сигнал, как в обычной амплитудной модуляции. Клиппированне - срезание пиков модуляции или нелинейное усиление - приводит к образованию многих суммарных и разностных частот, которые выходят за пределы полосы, отведенной для данного канала, и накладываются на спектр соседних каналов. Уровень сигнала в данном канале должен на 40 дб превосходить уровень, наложенный от соседнего канала. Для получения необходимой линейности в высокочастотных каскадах усиления мощности класса В применяется отрипательная обратная

связь. Поскольку клиппированне модулирующего сигнала до модуляции не обеспечивает постоянства амплитуды высокочастотных колебаний, применяют автоматическую регулировку усиления предыдущих каскадов, чтобы избежать клиппирования в оконечном каскаде.

5-5. ФАЗОВАЯ И ЧАСТОТНАЯ МОДУЛЯЦИЯ

Сообщение может быть передано посредством изменения любого из параметров синусоидального колебания в соответствии с модулирующим напряжением. Несущие колебания описы,-ваются выражением

и (t) = Sin в, (5-40)

в = «i + ф.

Эти колебания могут быть сделаны носителем сообщения, если промодулировать амплитуду или мгновенный фазовый угол в. Известны два типа модуляции фазового угла, применяющиеся иа практике. Это - фазовая модуляция и частотная модуляция.

При фазовой модуляпии мгновенное значение фазового угла в изменяется под воздействием модулирующего сигнала. Как показано в п. 5-66, фазовая модуляция используется для получения частотной модуляции, Фазово-моду-лированные колебания при модуляции синусоидальным напряжением описываются следующим выражением:

и (t) = sin (o>i + Ф + ДФ COS Ш\ (5-41)

где -Ф - максимальное изменение фазы под действием модулирующего сигнала (так называемая девиация фазы); 9. - угловая частота модулирующего сигнала, рад/сек. При частотной модуляции мгновенная частота колебаний изменяется в соответствии с модулирующим сигналом. Частота представляет собою скорость изменения фазового угла, т. е.

При частотной модуляции синусоидальным напряжением \

/ = /„ + A/cosQ4 (5-43)

где А/ - максимальное отклонение частоты под действием модулирующего сигнала (так называемая девиация частоты). I Мгновенный общий фазовый угол равен

0 = 271 fdf+Qo. I (5-44)

Учитывая (5-43),

в = 2я/о< -f sin 27zFt + во. (5-45)

Полное выражение колебаний, промоду-.шрованных по частоте одной синусоидой, имеет вид

и (t) = sin { + sin Ut + во] . (5-46)

Максимальная разность между частотами модулированных и немодулированных колебаний называется девиацией частоты Д/. Отношение девиации частоты к модулирующей частоте называется индексом модуляции. Глубина частотной модуляции обычно определяется как отношение девиации частоты Д/, соответствующей данной силе сигнала, к максимальной девиации частоты, возможной в схеме. Таким образом, глубина частотной модуляции не является свойством самого сигнала.

5-5а. Спектр частотной модуляции. Частотные спектры фазовой или частотной модуляции могут быть получены применением основного разтожения каждому колебанию. Рассмотрим частотно-модулированные колебания вида

и it) = sin

щ1 + sin Q<) = А/.

[sin u>f,t cos sin ш] -\-

4" cos u>ot sin ( ~ sin qtj

(5-47)

где jo l-p ] - бесселева функция первого рода

нулевого порядка;

Jl - бесселева функция первого рода

первого порядка и т.Д.Аргумеитом функций Бесселя является отно-Д/

шение -р .

Подставив функции Бесселя в выражение (5-47) и используя формулу

2 sin Л cos fi = sin (А + fi) + sin (Л Б), после нреобразоваиий получим.

и it) = {л (У) sin <ot +

+ Л f sin (шо -Ь Q) f - л sin («„ Q)t +

+ Л sin («0 + 2Q) t - Л sin («0 -

- 2ii) t

Член cos sin Qij равен следующему ряду функций Бесселя:

-Л (У) sin (a>„+3S)r

-л (У] sin («о ZU)t+ ...

(5-50)

cos(ysinQ.)=J„() + 2

Л (У) cos2S< +

- jA\ cos a9.t+ ...

Это выражение определяет спектр частотно-модулированного сигнала.

При модуляции напряжением одной синусоиды спектр частотно-модулированных коле-иий содержит бесконечное число боковых сос-

/i Ф или

Рис. 5-24. Коэффициенты Бесселя для несущей и первых девяти боковых составляющих фазоБО- или частотно-модулированных колебаний.

Член sin функций

sin ш есселя: А/

равен следующему ряду

sin Q< = 2

-jsin ZQt+ ...

(5-49)

тавляющих, частоты которых разнятся на величину Q, а амплитуды определяются коэффициентами Бесселя в уравнений (5-50). Коэффициенты

Бесселя являются функциями отношения ,

Девиация частоты Д/ и амплитуды боковых составляющих зависят от амплитуды модулирую щего сигнала. Амплитуда колебаний несущей