нм. Такую компенсацию можно осуществить введеиием нелинейности того же вида («выпуклостью вверх») с максимумом посредине рабочего диапазона изменения tvi в характеристику преобразования блока ООС, которым является ФПС. В § 7-1 было показано, что нелинейность такого вида может быть получена в схеме ФПС, внутреннее сопротивление R" ИИ которого во время паузы превыщает внутреннее сопротивление R во время импульса на величину Ш, определяемую формулой (7-5). Так, полагая в этой формуле 7н.м-+ 1%; R=0; 7?ф=10 кОм; а=0,5; Хм=0,75; Яо=0, получаем R"= =R-Д/?=320 Ом. Для компенсации погрешности от нелинейности датчика и НМ Yh.m=1% между ключом K;i и точкой А необходимо включить резистор R"- =320 Ом.

Все формулы, полученные в § 5-5 для расчета основных параметров схемы, справедливы и в данном случае. С целью уменьшения погрешности, обусловленной изменением параметров ЛС, можно последовательно с датчиком, как и в схеме рис. 5-14, включить дополнительный резистор Рд либо использовать равноплечий мост, включив его по схеме рис. 5-15.

Из формулы (7-34) следует, что при изменении от О до (/S.R меняется от О до ARm) длительность 4 должна изменяться от О до /им, поэтому для сохранения высокой линейности можно использовать схему МДИ на рис. 7-9.

Во многих случаях более удобно, если меняется не от нуля, а от некоторого начального значения t,m. Это легко осуществить, увеличив начальное значение Ro по сравнению с расчетным значением (или уменьшив R). В этом случае х" изменяется от хфО ло х, а максимальная приведенная погрешность от нелинейности -ун-м функции (7-34) имеет место при х[=0,5 (х-\-xj и равна:

где пг=tiiM/tao=xJxf.

Формула (7-35) позволяет по заданным -уам и т найти значения и дг и рассчитать параметры моста.

На рис. 7-15 приведена принципиальная схема КВИПАС. Мост НМ включен по схеме рис. 5-14. Моду-

0

, -cnHI-

AR 4ZI

1 Г

-13-Есм -1

+ h JlOy

Boixif 2 (МДИ)

Рис. 7-/5.

лятор М выполнен на полевых транзисторах Ti-T[; усилитель Ус с фазоинвертором ФИ на транзисторах т2- Тб -по схеме рис. 5-1; двухполупериодный демодулятор ДМ на транзисторах -Tg - по схеме с последовательными ключами; выходной УЯГ- на основе ИОУ. Модулятор длительности импульсов построен по схеме рис. 7-7, с на транзисторах Гд, Гю. Схема ИИ состоит из транзисторов Т\2, Г13, управляемых транзистором Гц [60]. Такая схема не требует управляющего сигнала, превышающего по амплитуде Un, как схема рис. 7-5. Для компенсации погрешности от нелинейности датчика и ИМ в схему ИИ включено сопротивление AR, рассчитываемое по формуле (7-5). Питание ИИ и НМ осуществляется от одного источника напряжения U, фильтр СФ выполнен двухзвенным.

Запускающие импульсы и коммутирующее напряжение образуются на выходе ГКН и имеют частоты, кратные частоте общего задающего генератора.

Схема имеет следующие параметры: Rx= 100-=-140 Ом; диапазон изменения 4=1-=-3 мсек; /з=250 Гц; /ком= = 1 кГц; суммарная погрешность от нелинейности датчика и НМ составляет 1 %; введение компенсирующего резистора AR уменьшает эту погрешность в 10 раз. Длительность переходного процесса при скачкообразном изменении Rx на ARu не превышает 0,2 с; температурная погрешность в диапазоне температур -60-4-70° С не превышает ±0,5%.

В [67] описан КВИПАС, предназначенный для преобразования сопротивления тензодатчиков. В отличие от рассмотренной схемы НМ питается переменным напряжением прямоугольной формы, что позволяет исключить из схемы модулятор.

Преимуществом КВИПН с последовательной ООС является большое входное сопротивление, определяемое формулой (1-7); недостатками - малое быстродействие и значительное перерегулирование, обусловленное наличием в цепи ООС инерционного фильтра. Кроме того, зависимость напряжения обратной связи Uo.c от токов утечки конденсаторов, входящих в состав СФ, часто не позволяет применить малогабаритные электролитические конденсаторы, что увеличивает габариты устройства.

Исключить фильтр из цепи ООС можно в схеме КВИПН с параллельной ООС (рис. 7-16). Резистор Ro.c