- Uo.cIUbx; f/oTni - напряжение отпирания базовой цепи Ти Tz, Ку.о - коэффициент усиления УО при разомкнутой цепи ООС.

Зависимость С/вых=/(С/вх.ср) показана на рис. 6-3,6 (кривая 1). Здесь же приведена номинальная характеристика преобразования ИПСЗ (кривая 2). Погрешность от нелинейности Д определяется как разность ординат кривой 1 и прямой 2. Исследование функции Д=/(С/вх.ср) показывает, что максимальная погрешность Дм имеет место при (7вх.ср=2 С/отш/ (пКж.уКу.о) Максимальная приведенная погрешность от нелинейности равна:

.Yh.m = 2f/„ni/(jt/<:„.y Ку.о вх.ср.макс). (6-15)

Данная формула позволяет определить по известным величинам ун.м, Км.у, С/вх.ср.макс и С/отп1 трсбусмос значение Ку.о. Полагая Vh.m=0,025%; f/oTni==0,5 В; /Сй.у=20;

Ч !-----V----J

ИУВ ИППС

С/вх.ср.макс=0,1 В, получаем Ку.о=800. Такое значение Куо легко можно получить при выполнении УО на ИОУ типа 1УТ401Б (§6-2).

Фазовые сдвиги, вносимые.УО, также приводят к нелинейности характеристики преобразования, однако эта составляющая погрешности мала и ее можно не учитывать.

Недостатком рассмотренного ИПСЗ является наличие трансформатора Тр, а также то, что ключи УВ и выходные обмотки Тр не охвачены ООС. От этих недостатков свободна схема рис. 6-4, а, где У В состоит из усилителя переменного тока Ус и цепи ООС с ключами на МОП-транзисторах Ti-Гг. Применение МОП-транзисторов позволяет осуществить бестрансформаторное управление ключами. Погрещность от нелинейности в данной схеме определяется формулой (6-15) при /Си.у=1-

При малом напряжении Ubx ток, проходящий через резисторы Rto и в схеме рис. 6-4, а, может оказаться соизмеримым с нестабильным остаточным током МОП-транзисторов, что приведет к появлению значительной погрещности. Эта погрешность существенно уменьшена в схеме рис. 6-4,6, где использована последовательная ООС. В данной схеме ток обратной связи /о.с может быть выбран значительно больше остаточного тока ключей, независимо от входного сигнала, путем соответствующего выбора сопротивлений резисторов R, R"q, Ro- Входное сопротивление такого ИПСЗ благодаря действию последовательной ООС оказывается высоким и равным /?вх=?вх.ус(1-1-/Ср). Недостатком схемы является трудность осуществления двухполупериодного выпрямления.

Подавая на вход УО в рассмотренных схемах напряжение с выхода источника опорного напряжения, получаем схемы фазочувствительных ИПСЗ.

6-2. ТОЧНЫЕ УСИЛИТЕЛИ-ОГРАНИЧИТЕЛИ ПЕРЕМЕННОГО НАПРЯЖЕНИЯ ДЛЯ СХЕМ ИЗМЕРИТЕЛЬНЫХ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЕЙ

При построении многих измерительных преобразователей, например нефазочувствительных ИПСЗ с ключевыми выпрямителями (§ 6-1), фазочувствительных ИПСЗ, требуется с высокой точностью выделить моменты перехода переменного напряжения через .нулевое значение. Эта задача решается обычно с помощью усилителей-ограничителей (УО), в качестве которых часто используются УПТ, а также различные спусковые устройства. Недостаткам таких УО является наличие дрейфа порогового напряжения срабатывания, приводя-

щего к дополнительному фазовому сдвигу между выходным и входным напряжениями, т. е. к дополнительной погрешности ограничения.

Рассмотрим, например, схему ограничителя на основе ИОУ, приведенную на рис. 6-5. Резисторы Rr являются ограничительными; диоды Д1 и Дг предохраняют ИОУ от перегрузки по входу. Источниками погрешности такого УО являются напряжение смещения нуля Ucm и разностный ток /р ИОУ. Рассмотрим вначале влияние Ucm, полагая коэффициент усиления ИОУ достаточно большим, а /р=0.

Наличие Ucm приводит к возникновению фазового сдвига между напряжениями и {/вых- Действительно, напряжение f/вых переходит через нулевое значение не одновременно с f/вх, а когда f/вх достигает такого значения Ubxi, при котором между входами ИОУ выделяется напряжение f/см, т. е.

f/Bxl = f/cM (1 -f 2i?r ?BX,yc) •

Аналогичное влияние оказывает и ток /р. Действительно, напряжение f/вых проходит через нулевое значение, когда f/вх достигает такого значения f/sxa, при котором между входами ИОУ выделяется напряжение IpRr, т. е.

Vbxs - pRr(i -f-2r ?Bx.yc)

В худшем случае напряжения ?7вх1 и £/вх2 имеют один знак; при синусоидальном напряжении MBx=f/msin со/ фазовый сдвиг Дф, вносимый УО, оказывается равным:

Дф = arcsin-5xL±!, (6.,б)

Пусть, например, /?г=10 кОм, /р=3 мкА, /?вх.ус=20 кОм, f/cM= =5 мВ. Тогда при Um=0,l В получаем Дф=53°; при f/m=l В Дф= =4,5°. Такие значения Дф, как правило, недопустимо велики.

Существенное повышение точности УО может быть достигнуто выполнением их на основе усилителей переменного тока, свободных от дрейфа, охваченных цепью нелинейной ООС. Две схемы таких УО приведены на рис. 6-6.

В схеме рис. 6-6, а однокаскадный Ус выполнен на транзисторе Tl с эмиттерным повторителем Тг на выходе. Цепь нелинейной ООС образована кремниевыми диодами Mi, Цг\ конденсаторы Сб и Сн являются разделительными. На рис. 6-6,6 Ус вьшолнен на основе ИОУ. Значительный коэффициент усиления ИОУ позволяет получить весьма высокую точность ограничения. Другим преимуществом схемы является возможность исключения конденсатора Сб вследствие малого напряжения смещения нуля ИОУ f/ом. Отсутствие Сб

облегчает достижение устойчивой работы схемы.

Наличие Ucm приводит к неодинаковости полуволн напряжения f/и.о.у, одна из которых превышает напряжение отпирания диодов f/отп на f/oM, а другая меньше f/oTH на то же значение. Вследствие этого на конденсаторе Сн образуется напряжение динамического смещения f/см, приводящее Рис. 6-5. к сдвигу фаз ф1 между t/вих и